Целью настоящей работы является закрепление студентами теоретических знаний, полученных при изучении основных разделов курса «Электропитание устройств и систем связи».

При выполнении контрольной работы студент должен: обосновать выбор одной из четырех наиболее широко применяемых на практике схем высокочастотных регулируемых транзисторных преобразователей и провести расчет элементов силовой части выбранной схемы преобразователя.

Выполнение контрольного задания предусматривает большой объем работы со справочной литературой по современным радиокомпонентам.

Задание предусматривает сто вариантов. Номер варианта задачи, выполняемой студентом, должен соответствовать двум последним цифрам номера зачётной книжки.

Контрольная работа с заданием, решенным не по своему варианту, не проверяется преподавателем и возвращается студенту без зачёта.

Вариант 02

Вариант 03

Вариант 04

 

Вариант 05

Вариант 44

1. ЗАДАНИЕ И ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО ОФОРМЛЕНИЮ

КОНТРОЛЬНОЙ РАБОТЫ

 

Исходные данные к расчету выбираются из таблиц 1 и 2 в соответствии с номером зачётной книжки.

Контрольная работа выполняется в обычной ученической тетради. Она должна быть аккуратно оформлена, разборчиво написана на одной стороне каждого листа, т.е. на правой странице развернутой тетради. Левая страница должна быть оставлена чистой, так как она предназначена для внесения студентами исправлений и дополнений по результатам рецензии.

Для замечаний преподавателя на каждой странице тетради необходимо оставлять поля шириной 3…4 см. Все страницы нумеруются.

На обложке тетради следует наклеить заполненный адресный бланк, а на первой странице тетради – титульный лист.

КОНТРОЛЬНАЯ РАБОТА ДОЛЖНА БЫТЬ ОФОРМЛЕНА СЛЕДУЮЩИМ ОБРАЗОМ:

• записать исходные данные к расчету;
• обосновать выбор схемы, которая будет рассчитываться, и кратко описать её работу;
• расчетные формулы должны быть приведены в общем виде и с подставленными в системе СИ численными значениями величин;
• принципиальные схемы и графики должны соответствовать требованиям ЕСКД (чертежи могут быть выполнены карандашом);
• все рисунки, графики, чертежи и таблицы должны быть пронумерованы;

 

Таблица 1

 

Варианты задания

 

 

Предпоследняя цифра номера зачетной книжки	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9
Напряжение фазы питающей сетиUф, В	220	127	110	36	220	127	110	36	220	127
Частота тока питающей сетиfc, Гц	50	60	50	60	60	50	60	50	50	60
Число фаз сети, m	3	1	3	1	3	1	1	3	1	3
Пульсность сетевого выпрямителя p	3	2	6	2	3	2	2	6	2	3
Относительное изменение напряжения питающей сети: в сторону увеличения а максв сторону уменьшения а мин	0,20,2	0,10,15	0,20,1	0,10,1	0,10,2	0,10,2	0,150,1	0,20,2	0,10,15	0,20,2
Частота преобразования fn, кГц	20	40	40	50	25	40	20	40	25	40
Диапазон рабочих температур, ˚ С	-10…+50	-20…+40	-10…+30	-30…+40	-20…+40	-5…+50	-20…+20	-10…+40	-20…+50	-10…+60

 

 

Таблица 2

Варианты задания

 

 

Последняя цифра номера зачетной книжки	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9
U0, В	5,0	5,0	24,0	12	5,0	27,0	12,0	5,0	5,0	27,0
I0 макс., А	6,0	10,0	6	5	8,0	6,0	10,0	6,0	8,0	4,0
I0 мин., А	0,6	2,0	3,0	1,0	0,8	2,0	2,0	1,0	2,0	0,6
Нестабильность выходного напряжения при изменении питающей сетиδ, %	2	1	2	1	2	1	2	1	2	1
Амплитуда пульсации выходного напряженияUвых. m , В	0,05	0,05	0,2	0,12	0,05	0,27	0,15	0,05	0,05	0,27

 

• в конце контрольной работы привести перечень элементов схемы, выполненный в соответствии с требованиями ЕСКД;
• в конце работы привести список литературы;
• работа должна быть подписана и указана дата.

Допускается выполнение контрольной работы с помощью средств вычислительной техники.

Получив контрольную работу с рецензией преподавателя, студент должен ознакомиться со всеми замечаниями, исправить отмеченные ошибки и письменно ответить на все поставленные преподавателем вопросы.

В том случае, если контрольная работа выполнена неудовлетворительно и возвращена студенту, необходимо внести в неё исправления или выполнить задание заново в соответствии с указаниями преподавателя, после чего её следует снова выслать для повторной проверки вместе с незачтённой ранее работой.

 

2. МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ

ПО ВЫПОЛНЕНИЮ КОНТРОЛЬНОЙ РАБОТЫ

 

2.1 Структурная схема источника электропитания

 

Широкое внедрение микросхем в электронной аппаратуре диктует необходимость улучшения массо-объёмных показателей стабилизирующих источников вторичного электропитания (ИВЭП), что достигается применением импульсных способов регулирования и отказом от низкочастотных трансформаторов. В литературе подобные ИВЭП получили названия источников электропитания с бестрансформаторным входом [1], [2].

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Наиболее часто эти ИВЭП выполняются по структурной схеме, приведенной на рисунке 1.

 

 

Рисунок 1 — Структурная схема ИВЭП с бестрансформаторным входом.

 

На этом рисунке:

В1– входной сетевой выпрямитель напряжения;Ф1 – входной сглаживающий фильтр (ФНЧ);Пр – импульсный преобразователь напряжения (конвертор);СУ– схема управления;U 0 – выходное напряжение преобразователя;U вх. – входное напряжение преобразователя.

 

В этих устройствах первым элементом является так называемый сетевой выпрямитель, преобразующий электрическую энергию сети переменного тока в электрическую энергию постоянного тока.

В качестве сетевого выпрямителя В1 для однофазной и трёхфазной сетей используются выпрямители с емкостным характером нагрузки.

Расчет схемы сетевого выпрямителя осуществляется после расчета преобразователя. Преобразователь Пр (конвертор) преобразует напряжение постоянного тока U _вх в напряжение постоянного тока другого уровня — U ₀ .

Конвертор ИВЭП с бестрансформаторным входом строится в основном на базе регулируемых транзисторных преобразователей. Транзисторы в преобразователях работают в режиме переключения так, что большую часть периода преобразования они находятся в режиме отсечки или насыщения. Этим объясняются высокие энергетические показатели источников с импульсным регулированием.

Повышение частоты преобразования позволяет уменьшить объем и массу электромагнитных элементов и конденсаторов, и тем самым улучшить удельные массо-объёмные показатели.

В стабилизирующих ИВЭП, как правило, применяют широтно-импульсный (ШИМ) способ регулирования, при котором период коммутации постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) изменяется.

Схема управления содержит следящий делитель с коэффициентом передачи

Kд ≤ 1, усилитель сигнала ошибки (Kу »1) и широтно-импульсный модулятор (Kшим »1). Произведение Kд· Kу· Kшим называют петлевым коэффициентом усиления, который определяет нестабильность выходного напряжения Uо (абсолютную — Δ Uо, или относительную — δ = Δ Uо/ Uо):

2.2. Основные схемы преобразователей напряжения

 

В системах электропитания устройств связи и радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) в основном применяются однотактные и двухтактные преобразователи напряжения с гальванической развязкой между источниками энергии и нагрузкой.

В отечественной практике из однотактных преобразователей используются следующие типы:

• однотактный преобразователь с прямым включением диода, в котором энергия в нагрузку передается на интервале включенного (открытого) состояния регулирующего транзистора;
• однотактный преобразователь с обратным включением диода, в котором энергия в нагрузку передается во время выключенного (закрытого) состояния регулирующего транзистора;
• однотактный преобразователь с разделительными конденсаторами (так называемый преобразователь Кука);
• двухтактный полумостовой преобразователь.

Эти схемы приведены ниже. На рисунке 2а изображена классическая схема однотактного преобразователя с прямым включением выпрямительного диода, а на рисунке 2б эпюры, поясняющие её работу.

Рисунок 2 — Схема однотактного преобразователя

с прямым включением выпрямительного диода

 

При открытом транзисторе VT1 напряжение U_вх оказывается приложенным к первичной обмотке трансформатора W₁. Диод VD1 – открыт и энергия источника питания передается в нагрузку . На интервале закрытого состояния транзистора ток нагрузки поддерживается энергией, запасённой дросселем и конденсатором, а энергия, накопленная в магнитопроводе, с помощью обмотки W_p через диод VD_p отдается в источник питания. Поскольку в установившемся режиме работы преобразователя энергия, запасенная трансформатором на интервале открытого состояния транзистора, должна быть полностью возвращена в источник питания, то максимальное значение относительной длительности открытого состояния транзистора (где — период работы и длительность открытого состояния транзистора) зависит от соотношения чисел витков обмоток W₁ и W_р .

Чем шире пределы регулирования, тем больше значение g_макс и тем меньше должно быть число витков размагничивающей обмотки W_p. Уменьшение числа витков размагничивающей обмотки приводит к увеличению напряжения на закрытом транзисторе преобразователя:

Так, при g_макс=0,5 напряжение на закрытом транзисторе идеального преобразователя превышает входное напряжение в два раза, а при g_макс=0,9 – в десять раз. Регулировочная характеристика идеального преобразователя имеет линейный

характер: , (1)

где — коэффициент трансформации.

Выражение (1) справедливо при условии безразрывности тока дросселя, которое имеет место если индуктивность фильтрового реактора выше некотрой критической величины .

При заданной мощности в нагрузке Р_вых импульсные токи через транзистор VT1 и диоды преобразователя в режиме прерывистых токов больше, чем в режиме непрерывных токов. Поэтому в маломощных источниках (до 400 Вт) режим непрерывных токов предпочтительнее.

При высоких уровнях входного напряжения U_вх ≥ 250 В может применяться полумостовая схема прямоходного однотактного преобразователя, представленная на рисунке 3.

Рисунок 3 — Схема однотактного прямоходового преобразователя

с пониженным напряжением на транзисторах

 

В этой схеме транзисторы VT1 и VT2 управляются синхронно. Диоды VD_p1 и VD_p2 обеспечивают рекуперацию энергии, запасенной трансформатором Т1 в источник питания. Достоинством схемы рисунка 3 является меньшее напряжение на закрытых транзисторах VT1 и VT2, которое не превышает величины U_вх.

На рисунке 4а приведена классическая схема однотактного преобразователя с обратным включением выпрямительного диода, а на рисунке 4б, эпюры поясняющие её работу.

 

 

Рисунок 4 — Схема однотактного преобразователя

с обратным включением выпрямительного диода

 

В схеме рисунка 4 при отпирании транзистора VT1 напряжение питания прикладывается к первичной обмотке W₁ трансформатора Т1. Полярность напряжения на вторичной обмотке такова, что диод VD1 закрыт. В этом интервале происходит накопление энергии в трансформаторе. При запирании транзистора VT1 изменяется полярность напряжения на обмотках трансформатора, открывается диод VD1 и энергия, накопленная трансформатором, передается в нагрузку. Регулировочная характеристика идеального преобразователя нелинейна и имеет вид:

 

(2)

 

Достоинством схемы рисунка 4 является наличие одного моточного элемента (трансформатора Т1), что является в ряде случаев определяющим при выборе схемы малогабаритного, маломощного, экономичного источника электропитания.

При высоких уровнях входного напряжения может применяться полумостовая схема обратноходового однотактного преобразователя, представленная на рисунке 5.

В этой схеме напряжение на закрытых транзисторах VT1 и VT2 не превышает U_вх. С ростом выходной мощности габариты емкостного фильтра С_н преобразователей (рисунки 4, 5) резко растут, что вызывает необходимость применения LC-фильтра.

 

Рисунок 5 — Схема однотактного обратноходового преобразователя

с пониженным напряжением на транзисторах

 

Достаточно широкое применение в последнее время находит схема преобразователя с разделительными конденсаторами (схема Кука), показанная на рисунке 6.

 

Рисунок 6 — Однотактный преобразователь с симметричным

перемагничиваением сердечника трансформатора

 

В этой схеме при открытом транзисторе VT1 дроссель L1 подключен к источнику питания, а напряжение на первичной обмотке трансформатора W₁ равно напряжению на конденсаторе C1. Диод VD1 закрыт и к обмотке дросселя L2 приложено напряжение вторичной обмотки трансформатора. Дроссели L1 и L2 на этом интервале времени запасают энергию. При запирании транзистора VT1 энергия, накопленная дросселем L1, идет на заряд конденсаторов С1, С2 и перемагничивание трансформатора Т1. Энергия, накопленная дросселем L2, передается через диод VD1 в нагрузку. Отличительной особенностью данной схемы является перемагничивание трансформатора по частному симметричному циклу петли гистерезиса. Это позволяет уменьшить габариты трансформатора по сравнению с другими рассмотренными типами однотактных преобразователей. Синфазность изменения э.д.с. обмоток трансформатора и дросселей позволяет объединить эти элементы в один конструктивный узел.

В тех случаях, когда требуется построить ИВЭП при U_вх > 300 В, целесообразно применять двухтактный полумостовой преобразователь, выполненный по схеме рисунка 7. В этой схеме на базы транзисторов VT1 и VT2 от схемы управления (СУ) поступают управляющие импульсы определенной длительности t_и. Во время открытого состояния одного из транзисторов к первичной обмотке W₁ трансформатора Т1 прикладывается напряжение, равное 0,5 U_вх. При этом к закрытому транзистору прикладывается напряжение, равное U_вх.

Достоинством полумостовой схемы преобразователя является отсутствие постоянного подмагничивания трансформатора.

 

 

Рисунок 7 — Двухтактный полумостовой преобразователь

 

На выходе трансформатора Т1 (см. рисунок 7) в большинстве случаев включают выпрямитель, выполненный либо по мостовой, либо по двухполупериодной схеме со средней точкой. Поэтому на вход LC-фильтра с выхода выпрямителя за один период работы преобразователя поступают два прямоугольных однополярных импульса, что и определяет особенности его расчета.

 

2.3. Основные схемы сетевых выпрямителей

 

Назначение сетевого выпрямителя для ИВЭП с бестрансформаторным входом это во-первых, преобразование рода тока – из переменного в постоянный и, во-вторых, сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения. В качестве сглаживающих обычно используют емкостные низкочастотные фильтры. Наиболее часто сетевые выпрямители выполняют по схемам, приведенным на рисунке 8.

 

Рисунок 8 — Схемы выпрямителей с емкостными сглаживающими фильтрами

 

На рисунке 9 приведены временные диаграммы поясняющие работу двухполупериодной однофазной схемы (рисунок 8а) на ёмкостную нагрузку.

 

 

Рисунок 9 — Эпюры работы однофазного мостового выпрямителя

на нагрузку емкостного характера

 

Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно, с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе , уменьшается угол θ, а среднее значение напряжения

 

стремится к амплитуде напряжения .

 

Величина емкости С_ф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле ,

где I_вх— среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя;

f_c — частота питающей сети;

p — число фаз выпрямления (пульсность);

— абсолютный коэффициент пульсаций

напряжения на конденсаторе.

 

Для расчётов задаются k_а=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям.

При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда i_cmax (см. рисунок 9), который в десятки раз может превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор R_огр.

Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают i_cmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на емкость.

Реально R_огр составляет от 3 до 15 Ом для ИВЭП с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей ватта. Импульсная же мощность достигает 10…15 Вт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы (ПЭВ) или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23), но со значительным запасом по мощности. При мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание R_огр контактами реле или тиристором [1].

 

2.4. Порядок расчета

 

2.4.1. Исходные данные

Исходными данными для выбора и расчета схемы являются:

— номинальное значение сетевого напряжения U_ф, В;

• относительное отклонение напряжения питающей сети:

— в сторону повышения а_макс

— в сторону понижения а_мин ;

• номинальное значение выходного напряжения U₀, В;
• амплитуда пульсации выходного напряжения U_вых.m, В;
• максимальное и минимальное значения тока нагрузки I_0.макс, I_0.мин., А;
• частота преобразования f_n;
• диапазон температур окружающей среды ˚C;
• максимальная выходная мощность преобразователя P₀=U₀I_{0 макс.}

 

2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя

 

1. Определяем максимальную выходную мощность преобразователя

P₀ = U₀·I_{0 макс.}

2. Определяем номинальное U_вх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:

 

,, ,

 

где: kа = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций

на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9);

(при р = 2,3), (при р = 6).

 

3. По известным значениям P₀ и U_вх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учетом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2.

Области обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.

 

Рисунок 10 — График областей предпочтительного применения

различных типов преобразователей

 

4. Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γ_макс = 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемся γ_макс = 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3 γ_макс = 0,7.
5. С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U_1m и вторичной U_2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети U_вх и мощности нагрузки P₀ (для преобразователя рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение э.д.с. вторичной полуобмотки). При этом задаем:

U_{кэ нас.}= (1…2,5) В – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего транзистора в режиме насыщения; U_пр.VD = U_пр.VD1 = U_пр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии; DU₁ @ 0,02U_вх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W₁ обмотки трансформатора; DU₂ = 0,02U₀ – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W₂ обмотки трансформатора; DU_L= (0,02…0,05)U₀ = DU_L2; DU_L1 = (0,02…0,05)U_вх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L1, L2;

DU_c1=0,1U_вх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования.

 

Таблица 3

 

 

№№п/п	Параметр	Выходной выпрямитель		Схемы рис. 2,3			Схемы рис. 4,5		Схема рис.6					Схема рис. 7
1	g	—		U0/(Uвх× n21)			U0/( n21 ×Uвх+ U0)							2 U0/ (n21× Uвх)
2	gмин	—		U0/(Uвх макс× n21)			U0/( n21× Uвх макс+ U0)							2 U0/ (n21× Uвх макс)
3	I1	Однополупериодный		n21×I0 макс			n21×I0 макс							—
		Мостовой и двухполупериодный		—			—		—					n21×I0 макс
4	I2	Однополупериодный		I0 макс			I0 макс		I0макс					—
		Мостовой		—			—		—					I0 макс
		Двухполупериодный		—			—		—					0,5×I0 макс
5	U1m	Однополупериодный		Uвхмин–Uкэнас— DU1			Uвх мин -Uкэнас — DU1		Uвх мин –Uкэнас — DU1 — DUL1
		Мостовой идвухполупериодный					—		—					0,5×Uвхмин — DUC1 -Uкэнас — DU1
							Продолжение таблицы 3
№№п/п	Параметр	Выходной выпрямитель		Схемы рис. 2,3				Схемы рис. 4,5			Схема рис.6		Схема рис. 7
6	U2m	Однополупериодный											—
		Мостовой		—				—			—
		Двухполупериодный		—				—			—
7	Sст×Sо	Однополупериодный											—
		Мостовой		—				—			—
		Двухполупериодный		—				—			—
8	n21	—		U2m/U1m
9	W1	—		gмакс×U1m/(Sст×DB×fn)
Окончание таблицы 3
№№п/п	Параметр		Выходной выпрямитель		Схемы рис. 2,3	Схемы рис. 4,5				Схема рис.6		Схема рис. 7
10	W2		—		W1×n21
11	q1		—		I1/j
12	q2		—		I2/j
13	Lкр		—			—				—		U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)
14	Lкр1		—		—	—				Uвх(1-gмин)/ (2×n21×fn×I0 мин)		—
15	Lкр2		—		—	—				U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)		—
16	LW1кр				—	Uвх×g2макс/ (2 fn ×n21× I0 мин)				—		—

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n₂₁ трансформатора: n₂₁ = U_2m/U_1m.
7. С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γ_мин. Если полученное значение γ_мин ³ 0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет.
8. Определяем критическую индуктивность дросселя L_кр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность L_кр1 и L_кр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность L_w1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем:

L = L_кр; L₁=L_кр1; L₂=L_кр2; L_w1=L_w1кр.

9. Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.

 

Таблица 4

Результаты расчетов

 

γ	γ мин	γ макс	n21	U1m, В	U2m, В	L, Гн	Для схемы рис. 6		Lw1, Гн
							L1, Гн	L2, Гн

 

2.4.3. Выбор и расчет трансформатора.

 

Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объемные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Следует иметь в виду, что магнитопровод трансфор-матора для преобразователя по схемам рисунков 4,5 должен иметь немагнитный зазор или выполняться из материала не насыщающегося при относительно больших значениях напряженности магнитного поля (магнитодиэлектрика). Однако промышленность выпускает магнитодиэлектрики в ограниченном количестве. Поэтому трансформаторы таких преобразователей целесообразно выполнять на разрезных магнитопроводах. Для трансформаторов же других преобразователей могут с успехом использоваться как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы. На частоте преобразования f_n= (25…50) кГц сердечники трансформаторов выполняются из феррита. Из разрезных магнитопроводов наибольшее применение находят броневые сердечники. Основные характеристики некоторых типов таких магнипроводов приведены в табл. П.1 приложения, а тороидальных — в таблице П2 приложения [1], [6].

Расчет трансформатора осуществляется по выражениям, приведенным в

таблице 3.

 

Порядок расчета трансформатора.

 

1. Определяем действующее значение токов первичной I₁ и вторичной I₂ обмоток трансформатора.

Для преобразователя, выполненного по схеме рисунка 7, при двухполупериодной схеме выпрямления определяется действующее значение тока каждой из вторичных полуобмоток.

2. По выражению, приведенному в таблице 3, определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна S_ст × S_ок.

При этом задаемся:

— коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода К_ок = 0,25…0,35;

• приращением магнитной индукции D В на частоте преобразования. Значение D В для схем рисунков 3…6 приведены (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1, 2500НМС-1) в таблице 5;
• h — коэффициент полезного действия преобразователя в пределах 0,6…0,8 (меньшее значение КПД соответствует более низкому U₀=5 В выходному напряжению);
• плотностью тока j в обмотках трансформатора по таблице 6. При выходе за пределы таблицы плотность тока принимается равной граничным значениям.

Таблица 5

 

Схема		рис. 2,3	рис. 4,5	рис. 6	рис. 7
Значение приращения магнитной индукции D В, Тл	Приfn = 25 кГц	0,15	0,15	0,3	0,3
	Приfn = 50 кГц	0,1	0,1	0,2	0,2

 

Таблица 6

 

fП/PГ , Гц/Вт	2	10	20	60	100	200	500	1000
j, А/м2	2,5х10+6	3,5х10+6	4х10+6	4,5х10+6	5х10+6	5,4х10+6	5,7х10+6	6х10+6

 

Для преобразователей рисунков 2…6 габаритная мощность трансформатора равна: P_Г = U_2m × I₂ ×g_макс (1+h)/(2h) .

 

Для схемы рисунка 7 с двухполупериодным выпрямителем:

3. По известному произведению S_ст × S_ок с помощью таблиц П.1, П.2 приложения или по справочнику [1], [6], выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры.
4. Определяем число витков первичной W₁ и вторичной W₂ обмоток трансформатора.
5. Определяем поперечное сечение провода первичной q₁ и вторичной q₂ обмоток трансформатора.

По таблице П.3 приложения выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчет поперечного сечения провода с учетом изоляции (q^‘₁; q^‘₂). При небольших токах (до 3…5 А) и напряжении обмоток до 500 В рекомендуется применять провод марки ПЭТВ, свыше 500 В – марки ПЭВ-2; при токах более 5 А следует выбирать провода с комбинированной или двойной хлопчатобумажной изоляцией типа ПЭЛШО или ПБД.

Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника), например, ПЭВ-2 0.12 или ПЭЛШО 0.08.

 

ПЭВ-2 – провод эмалированный с двухслойной изоляцией на основе синтетических лаков;

ПЭТВ – провод эмалированный термостойкий с лаковой изоляцией;

ПНЭТ–имид – рекомендуется для работы при температуре до 240°С, имеет биметаллическую жилу медь-никель и изоляционную пленку на основе полиамидного лака;

ПСК, ПСДК – провод со стекловолокнистой изоляцией и лаковой пропиткой;

ПЭЛШО – провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шелка.

6. По известным значениям q^‘₁; q^‘₂; W₁; W₂; S_ок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода

(q^‘₁ W₁ + q^‘₂ W₂) / S_ок £ K_ок .

Если данное условие не выполняется, то следует взять больший типоразмер магнитопровода трансформатора и произвести повторный расчет.

7. Для схем рисунков 4, 5 находим суммарную величину немагнитного зазора D l₃ :

D l₃ = W₁² × m₀ × S_ст / L_w1 ,

где m₀ = 4p×10^-7 Гн/м. – магнитная постоянная.

Основные расчетные соотношения элементов силовой части преобразователей приведены в таблице 7.

 

2.4.4. Порядок расчета элементов силовой части преобразователя

1. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения U_вых.m , определяем требуемое значение выходной емкости С_н.

Выбираем стандартный конденсатор по таблицам П.4., П.5. или П.6. [3] и рисункам П.1…П.4. При этом необходимо выбирать конденсатор так, чтобы

 

Таблица 7

 

№п/п	Параметр	Схемы рис. 2, 3	Схемы рис. 4, 5	Схема рис. 6	Схема рис. 7
1	DIL	U0(1–gмин)/(L×fn)	U0(1–gмин)/(fn×× Lw1)	–	U0(1–gмин)/ (L×fn)
2	DIL1	–	–	gмин Uвх. макс/ (fn×L1)	–
3	DIL2	–	–	U0(1–gмин)/(fn×L2)	–
4	CН	U0(1–gмин)/(16×L× Uвых.m)	gмакс×I0 макс/(2Uвых.m× fn)	U0(1–gмин)/(16×L2× Uвых.m)	U0(1–gмин)/(16×L×Uвых.m)
5	С1	–	–	Uвх.×I0 макс×gмакс×/(fn×Uвх.мин×DUc1)	–
6	С2	–	–	I0 макс×gмакс/(fn× DUc2)	–
7	Iк1 макс	(I0 макс+DIL/2) /h	[I0макс/(1–×gмакс)+ DIL1/2]/ h	U0 ×I0 макс /(h×Uвх.мин)+DIL1/2+( I0 макс+DIL2/2) ×	(I0 макс+DIL/2) ×/hЗдесь: Iк1 макс = Iк2 макс
8	Uкэ1 макс	Uвх.макс(1+W1/Wp),где: W1/Wp= gмакс/(1–gмакс)	Uвх. макс+ U0/	Uвх. макс/(1–gмин)	Uвх. макс
9	Рк	I0 макс××Uкэ нас×gмакс+0,5fn×Uкэ 1макс×Iк1макс(tвкл.+tвыкл.) + gмакс×Кнас ×Uбэ нас× Iк1макс/h21мин.			Iк1макс×Uкэ нас ×gмакс +0,5fn×Uкэ 1макс×Iк макс(tвкл.+tвыкл.)+ gмакс×Кнас×Uбэ нас× Iк1макс/(2 h21мин.)
10	IVD1 макс	I0 макс+DIL/2	I0 макс/(1–×gмакс) +DIL/2	(U0×I0.макс/(h×Uвх.мин)+DIL1/2)/+I0 макс+DIL2/2	–
11	UVD1 макс	Uвх. макс×	U0/gмин	Uвх. макс×/(1–gмин)	–
12	PVD1	Uпр×I0макс/(1–×gмин) +fn×UVD1 макс×IVD1макс×0,01/fпред		IVD1×Uпр(1–×gмин)+fn×UVD1макс× IVD1макс×0,01/fпред	–

 

 

емкость была больше или равна расчетному значению, номинальное напряжение U_раб. больше или равно 1,5 U₀, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования (для схемы рисунка 7 на двойной частоте преобразования) больше U_{вых. m} . В противном случае следует выбирать С_н на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора.

Пример записи: Конденсатор К50-29-16В-68мкф±20%.

Для конденсаторов К50-29 и К50-35 (таблица П.4.) указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах или процентах от номинального напряжения для частоты 50 Гц. Для других частот она не должна превышать значений, вычисленных по формуле

U_f = U_f50· К,

 

где U_f50 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения на частоте 50 Гц при температуре 40°С;

К – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения в зависимости от частоты (рисунок П.1).

Для конденсатора К50-53 (таблица П.5.) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц — I (100Гц), который можно пересчитать в напряжение пульсаций такой же частоты:

U(100Гц) = I (100Гц)/(2p·100· С_н).

Зависимость допустимого действующего значения тока от частоты представлена на рисунке П.2. Пульсации напряжения более высокой частоты f находим по формуле:

U_f = K· U(100Гц) · 100/f,

где K = I_f / I (100Гц).

Очевидно, что для выбранного типа конденсатора U_f должно быть больше или равно U_{вых. m.}

Для конденсаторов К53-14 и К53-22 (таблица П.6) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты отличается от рассмотренных ранее и отображается на рисунках П.3.

(К53-14) и П.4 (К53-22).

Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями DU_c1 и DU_c2(DU_c1£0,1U_вх; DU_c2£0,1U₀). Затем по таблицам П.4…П.6. или по справочнику [1], [7] выбираем с учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что U_{c1 раб} ³ 1,5 U_{вх. макс.}; U_{c2 раб} ³ 1,5 U₀.

2. Определяем приращение тока дросселя (для схемы рисунка 6 DI_L1, DI_L2).
3. По ранее выбранному значению КПД преобразователя определяем значение максимального тока коллектора I_{к1 макс} транзистора VT1 (транзисторов VT1, VT2, для схемы рисунка 7).
4. По выражениям таблицы 7 определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе U_{кэ1 макс}. Для схемы рисунка 2 величина

W₁ / W_p находится из соотношения W₁ / W_p = g_макс / (1-g_макс).

5. По вычисленным значениям I_{к1 макс}, U_{кэ1 макс} и заданной частоте преобразования f_n из таблиц П.7, П.8 выбираем тип транзистора [1], [7].

При выборе биполярного транзистора необходимо, чтобы

U_{кэ макс} ³ 1,2U_{кэ1 макс}; I_к ³ I_{к1 макс}; t_сп £ (0,05…0,1) / f_n.

Для выбранного типа биполярного транзистора определяем значения напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения U_{кэ нас}. Напряжение база-эмиттер насыщения принимаем равным U _{бэ нас} » 0,8 В. Время выключения транзистора t_выкл = t _{рас +} t_сп, где t _рас – время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковой структуре, t_сп – время спада. При отсутствии каких -либо данных, принимаем t_сп = t_вкл = t _рас .

При выборе полевого транзистора из таблицы П.8 необходимо, чтобы

U_СИ ³ 1,2 U _{кэ1 макс}; I_{c макс} > I_{к1 макс}.

Для выбранного типа полевого транзистора определяем сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R _{си откр}).

6. В случае выбора биполярного транзистора, задавшись коэффициентом насыщения К_нас = 1,2…1,3, определяем по выражению таблицы 7 максимальное значение мощности Р_к, рассеиваемой транзистором. Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Р_{к макс} > 1,2 Р_к. Если последнее неравенство не выполняется, то необходимо предусмотреть параллельное соединение нескольких транзисторов либо выбрать другой тип транзистора.

Для полевого транзистора максимально допустимая мощность определяется выражением

Р_{ст макс} = I²_{с макс} R_{си отр} .

Используя данные таблицы П.8 (Р_макс) проверяем возможность использования по мощности выбранного типа транзистора из условия Р_макс > Р _{ст макс}.

7. На основании выражений таблиц 7 и 8 определяем параметры диодов VD1, VD2: среднее и максимальное значения тока диодов I_{VD1 макс}, I_{VD2 макс}, максимальное обратное напряжение на диодах U_{VD1 макс}, U_{VD2 макс}. Из таблиц П.9, П.10 или справочника [5] выбираем тип диодов VD1, VD2. Находим мощность, рассеиваемую на диодах — P_VD1, P_VD2.

8.Исходя из заданного значения нестабильности выходного напряжения d, определяем требуемый коэффициент передачи в контуре регулирования:

 

Таблица 8
№п/п	Параметр	Выходной выпрямитель	Схемы рис. 2, 3	Схемы рис. 4, 5		Схема рис. 6	Схема рис. 7
1	IVD2 макс = IVDB макс	Однополупериодный	I0 макс+DIL/2	–		–	–
		Мостовой и двухполупериодный	–	–		–	I0 макс+ DIL/2
2	UVD2макс=UVDB макс	Однополупериодный	Uвх. макс×W2/Wp	–		–	–
		Мостовой	–	–		–	U0 /gмин
		Двухполупериодый	–	–		–	2U0 /gмин
3	IПР. CР = IПР.VDB	Однополупериодный	I0 макс/2	I0 макс/2		–	–
		Мостовой и двухполупериодный	–	–		–	I0 макс/2
4	PVD2 = PVDB	Однополупериодный	Uпр×I0 макс×gмакс+fn×UVD2 макс×IVD2макс× 0,01/fпред			–	–
		Мостовой идвухполупериодный	–		–	–	Uпр×Iпр.ср.+fn×UVD2макс×IVD2макс× 0,01/fпред

 

2.4.5. Расчет сетевого выпрямителя

 

1. На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя (см. рисунок 8).
2. Находим среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя I_вх = n₂₁×I_{0 макс}×g_макс .

 

3. По формулам таблицы 9 определяем требуемые параметры вентилей

I_{в ср}, U_{обр и} , f_д.

Таблица 9
Основные формулы для расчета выпрямителей

с емкостным характером нагрузки

 

Схемавыпрямления	Среднийвыпрямленный ток диодаIв ср	Импульсное обратное напряжение диодаUобр и	Рабочаячастотадиодаfд
Рис. 8, а	Iвх/2	Uвх max	2fc
Рис. 8, б	Iвх/3	2Uвх max	3fc
Рис. 8, в	Iвх/3	Uвх max	6fc

 

Из справочника или по таблицам П.9, П.10 выбираем диоды для сетевого выпрямителя по условиям:

I_{пр ср} ³ I_{в ср}

U_{обр макс} ³ U_{обр и}

f_пред ³ f_д.

4. Для выбранного типа диода выписываем максимальное значение тока при работе на ёмкость (I_{пр. уд.}) и рассчитываем величину резистора R_огр:

.

По таблице 10 или справочной литературе [8] выбираем тип и номинал резистора для R_огр. При этом во избежание резкого снижения к.п.д. устройства должно выполняться условие:

В случае его невыполнения необходимо выбрать диод с большим ударным током.

Пример записи: Резистор С2-23-0,5-8,2 Ом ± 5%.
Таблица 10
Ряды номиналов сопротивлений резисторов

DR, %	Rном , Ом (кОм; МОм; Гом); х 10; х 100
±5	1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3; 4,7; 5,1; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1
±10	1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; 8,2
±20	1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8

 

5. По формуле из раздела 2.3, приняв k_а =0,1…0,05 находим величину емкости сглаживающего фильтра С_ф.
6. По справочнику [3] или таблицам П4…П6. выбираем тип и номинал конденсатора удовлетворяющий требованиям:

С_ном ³ С_ф

U _ном ³ k_з× U_{вх макс},

где k_з = 1,2…1,3 – коэффициент запаса по напряжению.

При выборе конденсатора следует учитывать диапазон рабочих температур, а также тот факт, что конденсатор С_ф будет разряжаться короткими импульсами тока с частотой f_n. Собственная внутренняя индуктивность конденсатора должна быть минимальной, поэтому параллельно электролитическому конденсатору С_ф подключают конденсатор малой емкости (0,5…0,01) мкф керамический, пленочный или бумажный.

Выбранный типономинал конденсатора следует проверить на допустимый уровень пульсаций на частоте p×f_c и при необходимости либо взять конденсатор с более высоким рабочим напряжением, либо соединить параллельно несколько конденсаторов меньшей емкости, которые допускают более высокий уровень пульсаций.

 

2.5. Заключение.

 

Составляем принципиальную схему рассчитанного устройства и перечень элементов согласно требованиям ЕСКД.

 

 

Список литературы

1. Березин О.К. и др. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. – М.: «Три Л», 2000. – 400 с.
2. Электропитание устройств связи: Учебник для вузов / А.А. Бокуняев, В.М. Бушуев, А.С. Жерненко и др. Под ред. Ю.Д. Козляева. – М.: Радио и связь, 1998. – 328 с.: ил.
3. Конденсаторы оксидно-элктролитические К50-24…К50-53. Справочник.­­-СПб.: Издательство РНИИ «Электростандарт», 1996, 208 с.: ил.
4. Прянишников В.А. Электроника: Курс лекций. — СПб.: Корона принт, 1998. — 400с.
5. Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник/ А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова. — М.: КубК-а,1996. — 528 с.
6. Электромагнитные элементы радиоэлектронной аппаратуры: Справочник/ Ю.С. Русин, И.Я. Гликман, А.Н. Горский. — М.: Радио и связь, 1991. — 224 с.
7. Перельман Б.Л. Полупроводниковые приборы. Справочник. – “СОЛОН”, “МИКРОТЕХ”, 1996 г. – 176 c.: ил.
8. Устройства электропитания бытовой РЭА: Справочник/ И.Н. Сидоров, М.Ф. Биннатов, Е.А. Васильев. — М.: Радио и связь, 1991. – 472 с.

 

 

Приложения

 

 

Таблица П.1

 

 

 

Параметры броневых ферритовых магнитопроводов

для силовых трансформаторов ИВЭП

 

 

 

Типмагнитопровода	Размеры, мм						Sст Sок, см4	Маркаферрита	Sст, см2	Lср,мм	Масса магнитопровода,Мф, г
	L	l0	l	B	H	h
Ш 5х5	20	5	13	5	10	6,5	0,13	2000НМ1	0,3	43	3,7х2
Ш 6х6	24	6	16	6	12	8	0,29	2000НМ1	0,42	53	6,22х2
Ш 7х7	30	7	19	7	15	9,5	0,56	3000НМС	0,62	63	11,75х2
Ш 8х8	32	8	23	8	16	11,5	1,2	2500НМС1	0,69	75	13,6х2
Ш 10х10	36	10	26	10	18	13	2,08	2000НМ1	1,0	84	22,2х2
Ш 12х15	42	12	30	15	21	15	4,86	3000НМС	1,8	97	46х2
Ш 16х20	54	16	38	20	27	19	13,37	3000НМС2500НМС2	3,2	123	104х2
Ш 20х28	65	20	44	28	32	22	29,6	2000НМ1	5,7	144	223х2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Таблица П.2

 

Параметры тороидальных ферритовых магнитопроводов

 

Типоразмер магнитопро-вода	Размеры , мм a b d D				Средняя длина магнитной силовой линии,l c, см	SоSc, см4	Масса магнито-проводаG, г	Площадь окна магнито-провода S0, см2
К 5х2х1,5	1,5	1,5	2	5	1,1	0,0007	0,14	0,031
К 5х3х1,5	1	1,5	3	5	1,26	0,001	0,12	0,07
К7х4х1,5	1,5	1,5	4	7	1,73	0,0028	0,24	0,125
К7х4х2	1,5	2	4	7	1,73	0,0038	0,32	0,125
К 20х6х2	2	2	6	10	2,51	0,012	0,59	0,282
К10х6х3	2	3	6	10	2,51	0,017	1,86	0,282
К10х6х4,5	2	4,5	6	10	2,51	0,025	1,3	0,282
К12х5х5,5	3,5	5,5	5	12	2,67	0,038	2,83	0,196
К12х8х3	2	3	8	12	3,14	0,03	1,12	0,502
К16х8х6	4	6	8	16	3,77	0,12	4,9	0,501
К16х10х4,5	3	4,5	10	16	4,08	0,105	3,1	0,785
К20х10х5	5	5	10	20	4,71	0,196	6,4	0,785
К20х10х6	5	6	10	20	5,03	0,271	6,7	1,13
К28х16х9	6	9	16	28	6,91	1,085	20	2,01
К32х16х8	8	8	16	32	7,54	1,286	26	2,01
К32х20х9	6	9	20	32	8,17	1,696	25	3,14
К40х25х7,5	7,5	7,5	25	40	10,2	2,759	32	4,91
К40х25х11	7,5	11	25	40	10,2	4,05	46	4,91
К45х28х8	8,5	8	28	45	11,47	4,182	43	6,15
К45х28х12	8,5	12	28	45	11,47	6,273	62	6,15

 

 

 

 

 

 

Таблица П.3

 

Номинальные данные обмоточных проводов круглого сечения

 

Диаметр по меди,[мм]	Площадь сечения меди,[мм2]	Диаметр с изоляцией, [мм]				Погонноесопротивление, (Ом×м)		Диаметр по меди,[мм]	Площадь сечения меди,[мм2]	Диаметр с изоляцией, [мм]				Погонноесопротивление, (Ом×м)
		ПЭВ-2ПЭТВ	ПНЭТ – имид	ПСК, ПСДК	ПЭЛШО					ПЭВ-2ПЭТВ	ПНЭТ – имид	ПСК, ПСДК	ПЭЛШО
0.05	0.00196	0.08	—	—	0.14	9.169		0.64	0.3217	0.72	0.69	0.90	0.77	0.0538
0.06	0.00283	0.09	—	—	0.15	6.367		0.67	0.3526	0.75	0.72	0.93	0.80	0.0488
0.07	0.00385	0.10	—	—	0.16	4.677		0.69	0.3739	0.77	0.74	0.95	0.82	0.0461
0.08	0.00503	0.11	—	—	0.17	3.580		0.72	0.4072	0.80	0.77	0.99	0.87	0.0423
0.09	0.00636	0.12	—	—	0.18	2.829		0.74	0.4301	0.83	0.80	1.01	0.89	0.0400
0.10	0.00785	0.13	0.125	—	0.19	2.291		0.77	0.4657	0.86	0.83	1.04	0.92	0.0370
0.11	0.00950	0.14	0.135	—	0.20	1.895		0.80	0.5027	0.89	0.86	1.07	0.35	0.0342
0.12	0.01131	0.15	0.145	—	0.21	1.591		0.83	0.5411	0.92	0.89	1.10	0.98	0.0318
0.13	0.01327	0.16	0.155	—	0.22	1.356		0.86	0.5809	0.95	0.92	1.13	1.01	0.0297
0.14	0.01539	0.17	0.165	—	0.23	1.169		0.90	0.6362	0.99	0.96	1.17	1.05	0.0270
0.15	0.01767	0.19	0.180	—	0.24	1.018		0.93	0.6793	1.02	0.99	1.20	1.08	0.0253
0.16	0.02011	0.20	0.190	—	0.25	0.895		0.96	0.7238	1.05	1.02	1.23	1.11	0.0238
0.17	0.02270	0.21	0.20	—	0.26	0.793		1.00	0.7854	1.11	1.06	1.29	1.16	0.0219
0.18	0.02545	0.22	0.21	—	0.27	0.707		1.04	0.8495	1.15	1.12	1.33	1.20	0.0202
0.19	0.02835	0.23	0.22	—	0.28	0.635		1.08	0.9161	1.19	1.16	1.37	1.24	0.0188
0.20	0.03142	0.24	0.23	—	0.30	0.572		1.12	0.9852	1.23	1.20	1.41	1.28	0.0175
0.21	0.03464	0.25	0.24	—	0.31	0.520		1.16	1.0568	1.27	1.24	1.45	1.32	0.0163
0.23	0.04155	0.28	0.27	—	0.33	0.433		1.20	1.1310	1.31	1.28	1.49	1.36	0.0152
0.25	0.04909	0.30	0.29	—	0.35	0.366		1.25	1.2272	1.36	1.33	1.54	1.41	0.0140
0.27	0.05726	0.32	0.31	—	0.39	0.315		1.30	1.3270	1.41	1.38	1.59	1.46	0.0132
0.29	0.06605	0.34	0.33	—	0.41	0.296		1.35	1.4314	1.46	—	1.64	1.5	0.0123
0.31	0.07548	0.36	0.35	0.55	0.43	0.239		1.40	1.5394	1.51	—	1.69	1.56	0.0113
0.33	0.08553	0.38	0.37	0.57	0.45	0.210		1.45	1.6513	1.56	—	1.74	1.61	0.0106
0.35	0.09621	0.41	0.39	0.59	0.47	0.187		1.50	1.7672	1.61	—	1.79	1.68	0.00993
0.38	0.1134	0.44	0.42	0.62	0.50	0.152		1.56	1.9113	1.67	—	1.85	1.74	0.00917
0.41	0.1320	0.47	0.45	0.65	0.53	0.130		1.62	2.0612	1.73	—	1.91	—	0.00850
0.44	0.1521	0.50	0.48	0.68	0.57	0.113		1.68	2.217	1.79	—	1.98	—	0.00791
0.47	0.1735	0.53	0.51	0.71	0.60	0.0993		1.74	2.378	1.85	—	2.04	—	0.00737
0.49	0.1886	0.55	0.53	0.73	0.62	0.0914		1.81	2.573	1.93	—	2.11	—	0.00681
0.51	0.2043	0.58	0.56	0.77	0.64	0.0840		1.88	2.776	2.00	—	2.18	—	0.00631
0.53	0.2206	0.60	0.58	0.79	0.66	0.0781		1.95	2.987	2.07	—	2.25	—	0.00587
0.55	0.2376	0.62	0.60	0.81	0.68	0.0725		2.02	3.205	2.14	—	2.32	—	0.00547
0.57	0.2552	0.64	0.62	0.83	0.70	0.0675		2.10	3.464	2.23	—	2.40	—	0.00506
0.59	0.2734	0.66	0.64	0.85	0.72	0.0630		2.26	4.012	2.39	—	2.62	—	0.00437
0.62	0.3019	0.69	0.67	0.88	0.75	0.0571		2.44	4.676	2.57	—	2.80	—	0.00375

 

 

Таблица П.4
Конденсаторы алюминиевые оксидно-электролитические

Номинальное напряжение,В	Тип конденсатора
	К 50-29		К 50-35
	Номинальная емкость, мкФ	Амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения частоты 50 Гц, % от UН	Номинальная емкость, мкФ	Допускаемая амплитуда переменной синусоидальной составляющей пульсирующего напряжения, В
1	2	3	4	5
6,3	47, 68, 100, 150, 220, 330, 470	40	47, 68, 100, 150, 220	1,575
	1000, 2200	30	470, 1000	1,26
	4700	16	2200	0,945
			4700	0,63
			10 000	0,7
16	22	40	33, 47	4
	47, 68, 100, 150, 220	30	100, 150, 220, 330, 470, 680, 1000	3,2
	470	24	2200	2,4
	1000	20	4700	0,8
	2200	12
25	10	40	22	6,25
	22, 47, 68, 100	30	47, 68, 100, 150, 220	5
	220	24	470, 1000	3,75
	470	16	2200	2,5
	1000, 2200	12	4700	1,2
40	—	—	22	8
			47, 68, 100, 150, 220, 330, 470	6
			1000	2
63	4,7	30
	10	20	10, 22	9,45
	22	16	47, 68, 100, 150, 220, 330, 470	6,3
	47, 100	12	1000	2,52
	220	10	2200	2,5
	470	8
	1000	6
100	2,2	30
	4,7	24	2,2; 3,3; 4,7	15
	10	20	10, 22	10
	22	16	47, 100	8
	47, 100	12	220	5
160	104,7	20	1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22	16
	10, 22	16	47	12,8
	47	12	100	9,6
250	—	—	22	25
			47	20
			100, 220	15
300	4,7; 6,8; 10; 15; 22	16	—	—
	47	12	10, 22	25,2
315	—	—	47	18,9
			100, 220	17,5
			330	10
350	2.2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22	16	—	—
450	2,2	16
	4,7	14
	22	10

Конденсаторы типа К 50-29

 

 

 

 

 

 

Конденсаторы типа К 50-35

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок П.1- Зависимость коэффициента снижения амплитуды

переменной составляющей пульсирующего напряжения от частоты

 

 

Таблица П.5
Конденсаторы алюминиевые оксидно-электролитические
К 50-53

 

 

Номинальное напряжение, В	Номинальная емкость, мкФ	Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА		Номинальное напряжение, В	Номинальная емкость, мкФ	Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА		Номинальное напряжение, В	Номинальная емкость, мкФ	Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА
1	2	3		1	2	3		1	2	3
6,3	47	18		25	22	29		63	10	24
	100	35			47	53			22	45
	220	71			100	91			47	84
	470	144			220	162			100	143
	1000	269			470	286			220	253
	2200	475			1000	500			470	448
	4700	563			2200	921			1000	805
	10 000	1274			4700	1680			2200	1400
	15 000	1680		40	22	38		100	2,2	8
16	33	35							3,3	13
					47	63			4,7	17
	47	45							10	31
					100	112			22	62
	100	80							47	104
					220	190			100	182
	220	147							220	326
					470	335			470	592
	470	246							1000	1120
					1000	596		160	1	7
	1000	433							2,2	14
					2200	1134			4,7	25
	2200	767							10	48
					4700	1826			22	85
	4700	1323							47	151
	10 000	1820							100	274

Конденсаторы К50-53

 

 

 

 

Рисунок П.2 — Зависимость эффективного тока от частоты

 

 

Таблица П.6.

 

Номинальное напряжение,В	Тип конденсатора
	К 53-14	К 53-22
	Номинальная емкость, мкФ	Номинальная емкость, мкФ
3,2	—	1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68; 100
6,3	0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68; 100	1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68
10	0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47	0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47
16	0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33	0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33
20	0.047; 0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22	—
25	—	0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15
30	0,033; 0.047; 0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15	—
32	—	0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10
40	—	0,1; 0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8
50	—	0,1; 0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7

 

 

Конденсаторы К 53-14

 

 

Рисунок П3 – Зависимость допустимой амплитуды напряжения переменной составляющей пульсирующего тока от частоты: 1) (0,1…10) мкФ ´ 6,3 В; (0,1…6,8) мкФ ´ 10 В; 2) (0,068… 4,7) мкФ ´ 16 В; (0,047 …3,3) мкФ ´ 20 В; (15 …100) мкФ ´ 6,3 В; (10… 33) мкФ ´ 10 В; 3) (0,033 …3,3) мкФ ´ 30 В;

(6,8 …2,2) мкФ ´ 16 В; (4,7… 22) мкФ ´ 20 В; 4) (4,7… 15) мкФ ´ 30 В.

 

 

 

 

Конденсаторы K 53-22

 

 

 

 

 

Рисунок П4 — Зависимость допустимой амплитуды напряжения импульсного тока от частоты и длительности фронтов, номинальной емкости и номинального напряжения (U_Н=1,4 В при С_Н=6,8 мкФ, U_н = 6,3 В. f = 10³ Гц, τ_ф = 10 ^{— 4} с).

 

Транзисторы биполярные переключательные

с рассеиваемой мощностью более 1.5 Вт

 

Принятые обозначения:

 

I_к – максимально допустимый постоянный ток коллектора;

I_{к макс имп} – максимально допустимый импульсный ток коллектора;

U_{кэ макс} – максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер;

U _{кэ нас} – напряжение насыщения коллектор-эмиттер;

h₂₁ – статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером;

t_i – время: Р – рассасывания, В – включения. Ы – выключения,

С –спада импульса.

 

Типтранзистора	Типпроводимости	Iк(Iк макс имп), А	Uкэ макс,(Uкэ нас ), В	Pк макс ,Вт	h21	ti,мкС
1	2	3	4	5	6	7
2Т506А	n-p-n	2(5)	800(0,6)	5	30…150	2,5P
2T506Б	n-p-n	2(5)	600(0,6)	5	30…150	3,5P
2T812A	n-p-n	10(17)	700(2,5)	50	5…30	1,3C
2T812Б	n-p-n	10(17)	500(2,5)	50	5…30	1,3C
2T818A	p-n-p	15(20)	100(1)	60	20	2,5Ы
2T818Б	p-n-p	15(20)	80(1)	60	20	2,5Ы
2Т818В	p-n-p	15(20)	60(1)	60	20	2,5Ы
2Т819А	n-p-n	15(20)	100(1)	60	20	2,5Ы
2Т819Б	n-p-n	15(20)	80(1)	60	20	2,5Ы
2Т819В	n-p-n	15(20)	60(1)	60	20	2,5Ы
2Т827А	n-p-n	20(40)	100(2)	125	750…18000	4,5Ы
2Т827Б	n-p-n	20(40)	80(2)	125	750…18000	4,5Ы
2Т827В	n-p-n	20(40)	60(2)	125	750…18000	4,5Ы
2Т830А	p-n-p	2(4)	30(0,6)	5	25…55	0,8В
2Т830Б	p-n-p	2(4)	50(0,6)	5	25…55	0,8В
2Т830В	p-n-p	2(4)	70(0,6)	5	25…55	0,8В
2Т830Г	p-n-p	2(4)	90(0,6)	5	20…50	0,8В
2Т831А	n-p-n	2(4)	30(0,6)	5	25…200	0,8В
2Т831Б	n-p-n	2(4)	50(0,6)	5	25…200	0,8В
2Т831В	n-p-n	2(4)	70(0,6)	5	25…200	0,8В
2Т831Г	n-p-n	2(4)	90(0,6)	5	20…150	0,8В
2Т841А	n-p-n	10(15)	600(1,5)	50	12…45	1,2Р
2Т841Б	n-p-n	10(15)	400(1,5)	50	12…45	1,2Р
2Т847А	n-p-n	15(25)	650(1,5)	125	8…25	0,8С

 

Продолжение таблицы П.7

 

 

 

Типтранзистора	Типпроводимости	Iк(Iк макс имп), А	Uкэ макс,(Uкэ нас ), В	Pк макс ,Вт	h21	ti,мкС
1	2	3	4	5	6	7
2Т847Б	n-p-n	15(25)	650(1,5)	125	8	3Р
2Т848А	n-p-n	15	400(2)	35	20	fгр=3МГц
2Т856А	n-p-n	10(12)	950(1,5)	75	10…30	2Р
2Т856Б	n-p-n	10(12)	750(1,5)	75	10…60	2Р
2Т862А	n-p-n	15(30)	250(2)	70	10…100	1Р
2Т862Б	n-p-n	15(25)	250(2)	50	10…100	1Р
2Т862В	n-p-n	10(15)	350(1,5)	50	12…50	2Р
2Т862Г	n-p-n	10(15)	400(1,5)	50	12…50	2Р
2Т866А	n-p-n	20(20)	160(1,5)	30	15…100	0,1С
2Т867А	n-p-n	25(40)	300(1,2)	100	12…100	1,3Р
2Т878А	n-p-n	25(30)	800(1,5)	100	12…50	2,5Р
2Т878Б	n-p-n	25(30)	800(1,5)	100	12…50	2,5Р
2Т878В	n-p-n	25(30)	600(1,5)	100	12…50	2,5Р
2Т885А	n-p-n	40(60)	400(2,2)	150	12	2Р
2Т885Б	n-p-n	40(60)	500(2,5)	150	12	2Р
2Т887А	p-n-p	2(5)	700(1,4)	75	20…120	(0,7…5) Р
2Т887Б	p-n-p	2(5)	600(1,4)	75	20…120	(0,7…5) Р
2Т888А	p-n-p	0,1(0,2)	900(1)	7	30…120	1,5Р
2Т888Б	p-n-p	0,1(0,2)	600(1)	7	30…120	1,5Р
2Т892А	n-p-n	15(30)	400(1,8)	100	300	5Ы
2Т892Б	n-p-n	15(30)	350(1,8)	100	300	5Ы

 

 

 

 

 

Таблица П.8
Параметры полевых переключательных транзисторов
с рассеиваемой мощностью более 2 Вт

 

Принятые обозначения:

 

U_{ск макс} – максимально допустимое постоянное напряжение сток-исток;

I_{с макс} – ток стока;

R_{си откр} – сопротивление сток-исток в открытом состоянии;

Р_макс – максимально допустимая мощность рассеивания.

 

 

Типприбора	Типпроводимости	Uси , В	Iс макс, А	Rсн откр, Ом	Рмакс, Вт
1	2	3	4	5	6
2П701А	n	500	5…17	3,5	17,5
2П701Б	n	400		2,8
КП702А	n	300	8…16	1	17,5
2П703А	n	150	12…25	1,1	60
2П703Б	n			0,9
КП704А	n	180	10	0,35	8
КП704Б	n			0,5
КП705А	n	1000	5,4	4,3	40
КП705Б	n	800	5,4	3,3
КП705В	n	800	5,4	3,3
2КП706А	n	500	15	0,8	21
2П706Б	n	400		0,5
2П706В	n	400		0,65
КП707А	n	400	15	1	50
КП707Б	n	600	10	2
КП707В	n	800	7	3
КП707Г	n	700	8	2,5
КП707Д	n	500	12	1,5
КП707Е	n	750	8	5,0
КП709А	n	600	4	2	35
КП709Б	n	600	4	2,5
2П802А	СИТ	500	2,5	3	8
2П803А	n	1000	2,6	5	60
2П803Б	n	800	3	4,5
2П804	n	60	4	0,45	2
КП805А	n	600	8	2,0	60
КП805Б	n	600	8	2,5	60
КП805В	n	500	8	2,0	60
КП809А	n	400	25	0,3	50
КП809Б	n	500	200	0,6
КП809В	n	600	15	1,2
КП809Г	n	700	15	1,5
КП809Д	n	800	10	1,8
КП809Е	n	750	8	2,5

Продолжение таблицы П.8

Типприбора	Типпроводимости	Uси , В	Iс макс, А	Rси откр, Ом	Рмакс, Вт
1	2	3	4	5	6
КП810А	СИТ	650	7	0,2	50
КП810Б	СИТ	650
КП810В	СИТ	700
КП812А	n	60	35	0,03	50
КП813А	n	200	22	0,12	60
КП813Б	n	200	22	0,18	60
2П815А	n	400	20	0,3	40
2П815Б	n	500	16	0,8
2П815В	n	400	16	0,5
2П815Г	n	500	12	1,0
2П816А	n	800	20	1	40
2П816Б	n	800	20	1
2П816В	n	1000	18	1,2
2П816Г	n	1000	18	1,2
КП921А	n	45	10	0,13	8
2П922А	n	100	10	0,2	45
2П922Б	n			0,4
2П926А	СИТ	450	16,5	0,1	40
2П926Б	СИТ	400
2П934А	СИТ	450	10	0,07	25
КП946А	СИТ	300	15	0,15	40
КП946Б	СИТ	200
КП948А	СИТ	400	5	0,15	20
КП948Б	СИТ	300
КП948В	СИТ	350
КП948Г	СИТ	250
КП953А	СИТ	450	15	0,06	50
КП953Б	СИТ	300
КП953В	СИТ	450
КП953Г	СИТ	300
КП954А	СИТ	90	20	0,03	40
КП954Б	СИТ	60
КП954В	СИТ	25		0,02
КП954Г	СИТ	15
КП955А	СИТ	400	25	0,05	50
КП955Б	СИТ	200		0,04
КП956А	СИТ	350	2	0,4	10
КП956Б	СИТ	200
КП957А	СИТ	400	1	0,6	10
КП957Б	СИТ	250

 

 

 

Таблица П.9
Диоды выпрямительные и наборы диодов со средним значением прямого тока не более 10А

Принятые обозначения в таблицах П.9, П.10:

U_{обр макс} – максимально допустимое постоянное (импульсное) обратное напряжение; I_{пр, ср макс,} – максимально допустимый средний прямой ток; I_{пр, уд,} – ударный прямой ток; f_пред. – предельная частота.

 

Тип диода	Uобр макс,В	Iпр, ср макс,А	Iпр, уд,А	fпред.кГц
1	2	3	4	5
2Д203А	420(600)	10	100	1
2Д203Б	560(800)
2Д203В	560(800)
2Д203Г	700(1000)
2Д203Д	700(1000)
2Д204А	400(400)	0,4	10	50
2Д204Б	200(200)	0,6
2Д204В	50(50)	1
2Д206А	400	5	100	1
2Д206Б	500
2Д206В	600
2Д210А	800	10	50	1
2Д210Б	800
2Д210В	1000
2Д210Г	1000
2Д212А	200(200)	—	50	100
2Д212Б	100(100)
2Д213А	200(200)	10	100	100
2Д213Б	200(200)
2Д213В	100(100)
2Д213Г	100(100)
2Д219А	15(15)	10	250	200
2Д219Б	20(20)
2Д220А	400(400)	3	60	20
2Д220Б	600(600)
2Д220Д	800(800)
2Д220Г	1000(1000)
2Д220Д	400(400)
2Д220Е	600(600)
2Д220Ж	800(800)
2Д220И	1000(1000)
2Д222АС	20(20)	3	—	200
2Д222БС	30(30)
2Д222ВС	40(40)
2Д222ГС	20(20)
2Д222ДС	30(30)
2Д222ЕС	40(40)

Продолжение таблицы П.9

Тип диода	Uобр макс, В	Iпр, ср макс, А	Iпр, уд, А	fпред. кГц
1	2	3	4	5
2Д230А	400(400)	3	60	50
2Д230Б	600(600)
2Д230В	800(800)
2Д230Г	1000(1000)
2Д230Д	400(400)	3	60	20
2Д230Е	600(600)
2Д230Ж	800(800)
2Д230И	1000(1000)
2Д230К	100(100)			50
2Д230Л	200(200)
2Д231А	150	10	—	200
2Д231Б	200
2Д231В	150
2Д231Г	200
2Д234А	100(100)	3	30	—
2Д234Б	200(200)
2Д234В	400(400)
2Д236А	600(600)	1	30	100
2Д236Б	800(800)
2Д237А	100(100)	1	3	300
2Д237Б	200(200)
2Д238АС	25(25)	7,5	15	200
2Д238БС	35(35)
2Д238ВС	45(45)
2Д245А	400(400)	10	100	200
2Д245Б	200(200)
2Д251А	50	10	—	200
2Д251Б	70
2Д251В	100
2Д251Г	50
2Д251Д	70
2Д251Е	100
2Д253А	800(800)	3	10	100
2Д253Б	800(800)	1	3	100
2Д253В	600(600)	3	10	100
2Д253Г	660(600)	1	3
2Д253Д	400(400)	3	10
2Д253Е	400(400)	1	3
2Д254А	1000(1000)	1	3	150
2Д254Б	800(800)
2Д254В	600(600)
2Д254Г	400(400)
2Д255А-5	60(60)	3	6	1000
2Д255Б-5	80(80)
2Д255В-5	100(100)

Таблица П.10

Диоды выпрямительные

со средним значением прямого тока более 10 А

 

Тип диода	Uобр макс,В	Iпр, ср макс,А	Iпр, уд,А	fпред.кГц
1	2	3	4	5
2Д239А	100(100)	15	20(80)	500
2Д239Б	150(150)
2Д239В	200(200)
2Д2990А	600(600)	20	20(100)	200
2Д2990Б	400(400)
2Д2990В	200(200)
2Д2997А	200(250)	30	30(100)	100
2Д2997Б	100(200)
2Д2997В	50(100)
2Д2999А	200(250)	20	20(100)	100
2Д2999Б	100(200)
2Д2999В	50(100)
2Д252А	80(80)	30	60	10…200
2Д252Б	100(100)	30	60
2Д252В	120(120)	20	40
2Д2995А	50(50)	25		20…200
2Д2995Б	70(70)
2Д2995В	100(100)
2Д2995Г	150(150)
2Д2995Д	200(200)
2Д2995Е	100(100)			10…200
2Д2995Ж	150(150)
2Д2995И	200(200)
2Д2998А	15	30	600	200
2Д2998Б	25
2Д2998В	35
2Д4103-100	20…150	100
2Д4103-125		125
2ДШ112-32Х	20,30,40	40
2ДШ112-40Х		40
2ДШ112-50Х		50
2ДШ112-63Х		63

Юрий Дмитриевич Козляев
Лариса Геннадьевна Рогулина

Александр Михайлович Сажнев
ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ СВЯЗИ
(Задание и методические указания

по выполнению контрольной работы)

 

 

 

 

 

Редактор: В.Б. Шиф
Корректор: Д.С. Шкитина

 

Лицензия ЛР-020475, январь 1998 г. Подписано в печать

Формат бумаги 62 х 84 1/16

Бумага писчая № 1. Уч. изд. л. Тираж – 500 экз.

Заказ №

Типография СибГУТИ, 630102, г. Новосибирск, ул. Кирова, 86